表6列出了B3和3.5 GHz相關(guān)器件互調(diào)計(jì)算參考值。利用這些參數(shù)可計(jì)算互調(diào)干擾的強(qiáng)度以及落入接收頻段帶來的靈敏度回退情況。

表6 互調(diào)干擾器件參數(shù)

計(jì)算落入B3主輔接收通路的二階互調(diào)產(chǎn)物，引起的整機(jī)靈敏度相比單頻段靈敏度回退值為29 dB。落入B3 LNA主輔接收通路的四階互調(diào)產(chǎn)物帶來的整機(jī)靈敏度回退為7 dB?？梢?，二階互調(diào)造成的靈敏度回退占主導(dǎo)地位。PA的正向互調(diào)在各互調(diào)產(chǎn)物中占主導(dǎo)地位，即PA輸出信號經(jīng)PCB泄露到另一PA輸入端引起的互調(diào)。外加濾波器等射頻器件難以解決因PCB泄露造成的互調(diào)干擾，需考慮調(diào)度等方式來規(guī)避該干擾。

4.諧波混頻干擾

在零中頻接收機(jī)中，高頻信號與本振混頻后經(jīng)低通濾波器被還原到基頻。同樣，下行接收信號的倍頻與本振的倍頻混頻，經(jīng)低通濾波器后也會被還原到基頻。該信號將對有用信號造成干擾，導(dǎo)致靈敏度回退。這種干擾稱為諧波混頻干擾。

以三次諧波為例，如圖7所示，F(xiàn)c為低頻段下行有用信號的中心頻點(diǎn)，3Fc為高頻段上行發(fā)射信號的中心頻點(diǎn)。兩個(gè)信號在接收機(jī)中分別經(jīng)本振的Fc頻率和其三次諧波3Fc頻率混頻，頻譜均被搬移到基帶，RFIC接收機(jī)內(nèi)部的低通濾波器無法區(qū)分這兩個(gè)信號從而造成干擾。

圖7 諧波混頻圖示

在實(shí)際收發(fā)信號中，當(dāng)3.5 GHz信號的發(fā)射頻段與LTE接收頻段的倍頻有交疊即存在發(fā)生諧波混頻干擾的可能。如圖8所示，場景2和場景3將會發(fā)生諧波混頻［3-4］。

圖8 諧波混頻頻譜關(guān)系

圖9是終端內(nèi)部諧波混頻干擾的示意圖，以B26+B41為例。B41的發(fā)射信號進(jìn)入B26的接收鏈路，與B26中心頻點(diǎn)Fc的諧波進(jìn)行混頻，經(jīng)低通濾波器進(jìn)入基帶。按照B41 PA輸出功率27 dBm，PCB隔離70 dB，RFIC對三次諧波的抑制為20 dB計(jì)算，混頻干擾帶來的靈敏度回退達(dá)44 dB。由此可見，諧波混頻帶來的靈敏度回退很大。為降低干擾，需增加PCB隔離或降低本振的諧波強(qiáng)度。

圖9 終端內(nèi)諧波混頻示意圖

5.結(jié)束語

LTE低頻段與5G的3.5 GHz頻段同時(shí)工作的場景下，存在多種諧波干擾、互調(diào)干擾等，這些干擾均使靈敏度進(jìn)一步惡化。干擾的主要來源是PA輸出信號經(jīng)PCB耦合進(jìn)入接收鏈路的諧波干擾和互調(diào)干擾。通過在收發(fā)鏈路增加諧波抑制濾波器以及采用分立天線等射頻方法無法解決PCB耦合帶來的干擾。在實(shí)際應(yīng)用中，可進(jìn)一步從以下方面研究如何減少上述干擾帶來的影響。首先，研究通過資源調(diào)度盡量避免干擾頻率組合的使用；其次，需進(jìn)一步研究通過LTE與5G不同時(shí)收發(fā)，限定終端在LTE和5G的發(fā)射功率等降低干擾的方案；最后，在終端設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量增加PCB隔離度，如將可能產(chǎn)生互干擾的布線及器件等拉遠(yuǎn)放置以增加隔離，對關(guān)鍵器件增加屏蔽罩降低輻射干擾等。以上方案的實(shí)際應(yīng)用效果有待進(jìn)一步驗(yàn)證。