圖3. 乒乓方案的2 GSPS輸出數(shù)據(jù)組合頻譜，采用兩個(gè)AD9680在1 GSPS時(shí)鐘下獲取，采樣相移為180°。

更高次交錯(cuò)

當(dāng)具有兩個(gè)以上通道時(shí)，上文所說(shuō)的頻率規(guī)劃就不那么實(shí)用了。我們無(wú)法將交錯(cuò)雜散的位置限定在奈奎斯特頻段的某一小部分。比如考慮四路交錯(cuò) ADC 的情況，如圖 4(a) 所示。此時(shí)，失調(diào)失配會(huì)提高直流、fs/4 和 fs/2 時(shí)的信號(hào)音，而增益和時(shí)序交錯(cuò)鏡像位于fs/4 – fIN、fs/4 + fIN和fs/2 – fIN。交錯(cuò) ADC 輸出頻譜的一個(gè)示例請(qǐng)參見(jiàn)圖 4 (b)。很明顯，除非輸入位于fs/8以?xún)?nèi)的帶寬之內(nèi)，否則無(wú)論 fIN 的位置如何，輸入都會(huì)與部分交錯(cuò)雜散重疊，并且如果輸入是一個(gè)極端窄帶信號(hào)，那么我們不應(yīng)當(dāng)嘗試使用寬帶交錯(cuò) ADC將其數(shù)字化。

在這種情況下，我們需要最大程度降低 IL 雜散功率，以便獲得完整的奈奎斯特頻譜和更干凈的頻譜。為了達(dá)到這個(gè)目的，我們使用校準(zhǔn)技術(shù)來(lái)補(bǔ)償通道間失配。校正失配的影響后，最終的 IL 雜散功率會(huì)下降。SFDR 和 SNR 都會(huì)得益于該雜散功率的下降。

補(bǔ)償方法受限于失配可測(cè)量并最終校正的精度。除了校準(zhǔn)所能達(dá)到的水平外，為了進(jìn)一步抑制殘留雜散，還可間歇性隨機(jī)打亂通道輸入采樣的順序。這樣做之后，前面討論的由于未校準(zhǔn)失配而產(chǎn)生的轉(zhuǎn)換輸入信號(hào)調(diào)制效果將從固定碼噪聲轉(zhuǎn)換為偽隨機(jī)噪聲。因此，IL音和干擾周期碼轉(zhuǎn)換為偽隨機(jī)噪聲類(lèi)成分，并疊加至轉(zhuǎn)換器量化噪底而消失，或者至少將干擾雜散鏡像和信號(hào)音加以擴(kuò)散。此時(shí)，與 IL 雜散成分有關(guān)的功率疊加至噪底功率。因此，雖然改善了失真，但 SNR 可能下降，下降量為 IL 雜散功率加上噪聲。SNDR (SINAD) 基本上沒(méi)有變化，因?yàn)樗墒д?、噪聲和隨機(jī)化組成；它只是將IL貢獻(xiàn)因素從一個(gè)成分（失真）轉(zhuǎn)移到另一個(gè)成分（噪聲）。

圖4. (a)四路交錯(cuò)ADC(b)對(duì)應(yīng)顯示交錯(cuò)雜散的第一奈奎斯特輸出頻譜

交錯(cuò) ADC 的示例

AD9625 是一個(gè)12位/2.5GSPS 三路交錯(cuò) ADC。對(duì)三個(gè)通道之間的失配進(jìn)行校準(zhǔn)，以便最大程度減少交錯(cuò)雜散。圖 5(a) 所示是一個(gè)輸入接近 1 GHz的輸出頻譜示例。在該頻譜中，除了約為 1 GHz的輸入音外，還可以看到通道在 500 MHz 附近存在 2 次和 3 次諧波失真，并在基頻處存在 4 次諧波失真。交錯(cuò)失配校準(zhǔn)可大幅降低交錯(cuò)雜散的功耗，并且在整個(gè)頻譜中可以看到大量的額外殘留的較小雜散音。

為了進(jìn)一步減少這些殘留雜散成分，引入了通道隨機(jī)化。加入了第四個(gè)校準(zhǔn)通道，然后將四個(gè)通道變?yōu)槿方诲e(cuò)，并通過(guò)間歇性將交錯(cuò)通道與第四個(gè)更換，實(shí)現(xiàn)隨機(jī)改變順序。這就好比人們可以像耍雜技那樣將三根柱子投向空中，然后每一次都更換第四根。這樣做之后，可使殘留交錯(cuò)雜散功率隨機(jī)化，然后擴(kuò)散到噪底。如圖 5(b) 所示，經(jīng)過(guò)通道隨機(jī)化之后，交錯(cuò)雜散幾乎消失了，而噪聲功率卻只略為增加，因而 SNR 降低 2dB。當(dāng)然，需要注意的是，雖然圖 5(b) 中的第二個(gè)頻譜比失真音遠(yuǎn)為干凈，但隨機(jī)無(wú)法影響 2 次、3 次 和4 次諧波，因?yàn)檫@些諧波不是交錯(cuò)雜散。

圖5. AD9625的輸出頻譜，時(shí)鐘為2.5 GSPS，輸入音接近1 GHz。

(a)順序三路交錯(cuò)；SNR = 60 dBFS，SFDR = 72 dBc，受限于3次諧波，接近500 MHz；然而，整個(gè)頻譜中可見(jiàn)大量交錯(cuò)雜散。

(b)三路交錯(cuò)，隨機(jī)通道置亂；SNR = 58 dBFS，而SFDR = 72 dBc依然由3次諧波決定，過(guò)將功率擴(kuò)散到噪底而消除了所有交錯(cuò)雜散。

使用通道隨機(jī)化的另一個(gè)交錯(cuò) ADC 示例如圖 6 中的頻譜所示。此時(shí)采用四路交錯(cuò) 16位/310 MSPS ADC AD9652。圖 6 示例中，四個(gè)通道以固定順序交錯(cuò)，并且不進(jìn)行任何減少通道失配的校準(zhǔn)。頻譜清楚表明交錯(cuò)雜散位于預(yù)計(jì)頻率位置，且它們的大功率遠(yuǎn)高于 2 次和 3 次諧波，并將無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍限制為僅有 57 dBc。