圖3b. 每個(gè)延遲設(shè)置上信號(hào)幅度和SFDR性能的映射結(jié)果（放大）。

針對(duì)大量原始模擬帶寬的前端設(shè)計(jì)

首先，如果應(yīng)用的關(guān)鍵目標(biāo)是處理10 GHz的帶寬，我們顯然應(yīng)考慮RF方式。請(qǐng)注意，ADC仍然是電壓型器件，不會(huì)考慮功率。這種情況下，"匹配"這個(gè)詞應(yīng)該謹(jǐn)慎使用。我們發(fā)現(xiàn)，讓一個(gè)轉(zhuǎn)換器前端在每個(gè)頻率都與100 MSPS轉(zhuǎn)換器匹配幾乎是不可能的；高頻率帶寬的RF ADC不會(huì)有太大的不同，但挑戰(zhàn)依舊。術(shù)語(yǔ)"匹配"應(yīng)表示在前端設(shè)計(jì)中能產(chǎn)生最佳結(jié)果的優(yōu)化。這是一個(gè)無(wú)所不包的術(shù)語(yǔ)，其中，輸入阻抗、交流性能 (SNR/SFDR)、信號(hào)驅(qū)動(dòng)強(qiáng)度或輸入驅(qū)動(dòng)、帶寬以及通帶平坦度，這些指標(biāo)都能產(chǎn)生該特定應(yīng)用的最佳結(jié)果。

最終，這些參數(shù)共同定義了系統(tǒng)應(yīng)用的匹配性能。開始寬帶前端設(shè)計(jì)時(shí)，布局可能是關(guān)鍵，同時(shí)應(yīng)當(dāng)最大限度地減少器件數(shù)量，以降低兩個(gè)相鄰IC之間的損耗。為了達(dá)到最佳性能，這兩方面均非常重要。將模擬輸入網(wǎng)絡(luò)連接在一起時(shí)務(wù)必小心。走線長(zhǎng)度以及匹配是最重要的，還應(yīng)盡量減少過(guò)孔數(shù)量，如圖4所示。

圖4. THA和ADC布局。

信號(hào)通過(guò)差分模式連接到THA輸入（我們同時(shí)是也提供單端射頻信號(hào)輸入的參考設(shè)計(jì)鏈路），形成單一前端網(wǎng)絡(luò)。為了最大限度地減少過(guò)孔數(shù)量和總長(zhǎng)度，我們?cè)谶@里特別小心，讓過(guò)孔不經(jīng)過(guò)這兩條模擬輸入路徑，并且?guī)椭窒呔€連接中的任何線腳。

最終的設(shè)計(jì)相當(dāng)簡(jiǎn)單，只需要注意幾點(diǎn)，如圖5所示。所使用的0.01 F電容是寬帶類型，有助于在較寬頻率范圍內(nèi)保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 F電容無(wú)法提供平坦的阻抗響應(yīng)，通常會(huì)在通帶平坦度響應(yīng)中引起較多紋波。THA輸出端和ADC輸入端的5和10串聯(lián)電阻，有助于減少THA輸出的峰化，并最大限度地降低ADC自身內(nèi)部采樣電容網(wǎng)絡(luò)的殘余電荷注入造成的失真。然而，這些值需要謹(jǐn)慎地選擇，否則會(huì)增加信號(hào)衰減并迫使THA提高驅(qū)動(dòng)強(qiáng)度，或者設(shè)計(jì)可能無(wú)法利用ADC的全部量程。

最后討論差分分流端接。當(dāng)將兩個(gè)或更多轉(zhuǎn)換器連接在一起時(shí)，這點(diǎn)至關(guān)重要。通常，輕型負(fù)載（例如輸入端有1 k負(fù)載）有助于保持線性并牽制混響頻率。分流器的120 分流負(fù)載也有此作用，但會(huì)產(chǎn)生更多實(shí)際負(fù)載，本例中為50 ，這正是THA希望看到并進(jìn)行優(yōu)化的負(fù)載。

圖5. THA和ADC前端網(wǎng)絡(luò)及信號(hào)鏈。

現(xiàn)在看結(jié)果！檢查圖6中的信噪比或SNR，可以看出在15 GHz范圍上可以實(shí)現(xiàn)8位的ENOB（有效位數(shù)）。這是相當(dāng)不錯(cuò)的，想想對(duì)于相同性能的13 GHz示波器，您可能支付了12萬(wàn)美元。當(dāng)頻率向L、S、C和X波段移動(dòng)時(shí)，集成帶寬（即噪聲）和抖動(dòng)限制開始變得顯著，因此我們看到性能出現(xiàn)滾降。

還應(yīng)注意，為了保持THA和ADC之間的電平恒定，ADC的滿量程輸入通過(guò)SPI寄存器內(nèi)部更改為1.0 V p-p。這有助于將THA保持在線性區(qū)域內(nèi)，因?yàn)槠渥畲筝敵鰹?.0 V p-p差分。